基于DSP與CPLD的三相五電平變頻器PWM脈沖發(fā)生器
1 引言
近年來,多電平變換器成為電力電子研究的熱點之一,它主要面向中壓大功率的應(yīng)用場合。目前,有三種基本的多電平變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[1]：①二極管箝位型;②飛跨電容型;③級聯(lián)型。
幾種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)各有其優(yōu)缺點,但相對而言,級聯(lián)型多電平變頻器具有更獨特的優(yōu)點,它的結(jié)構(gòu)如圖1所示。它無需箝位二極管和電容,易于封裝,不存在電容電壓平衡問題,可采用砜?丶際酰?員苊獗恐睪哪艿淖樅菸?盞緶貳1疚鬧饕?檣芑?讜夭ㄒ葡嗟髦品椒ǖ募讀?腿?轡宓縉獎淦燈韉腜WM脈沖發(fā)生器的實現(xiàn)方法。
圖1 三相五電平變頻器結(jié)構(gòu)圖
2 載波移相SPWM技術(shù)
所謂移相式PWM技術(shù)就是將調(diào)制波和載波的頻率固定不變,調(diào)制波的相位也保持恒定,而只調(diào)整載波的相位,從而產(chǎn)生SPWM信號。將不同載波相位下的SPWM信號進(jìn)行線性組合,達(dá)到消除諧波、提高輸出功率的目的。可以證明,當(dāng)相移 時(α為同相的各單元的載波的移相角度,N 為級聯(lián)單元個數(shù))[2],輸出諧波頻率增大到 2N 倍,更易于濾除。對于三相五電平變頻器,N=2,所以同相級聯(lián)兩單元的載波相差90度。如圖2所示,其中A11與
圖2三相五電平變頻器的A相
A14載波互差180度,A11與A21的載波互差90度,而A21與A24的載波互差180度。A1與A2串聯(lián)后的輸出電壓：
由(1)式可知UA不再包含2F±1次以下的諧波,僅包含2F±1以上的諧波。而當(dāng)級聯(lián)數(shù)為N時,則NF±1以下的諧波均被濾去。
3 基于CPLD的三相五電平變頻器PWM脈沖發(fā)生器的原理
如圖3為DSP與CPLD構(gòu)成的PWM脈沖發(fā)生器的控制框圖。
圖3 DSP與CPLD的控制框圖
CPLD接入DSP的時鐘CLK,以實現(xiàn)時鐘一致,dt0,dt1,dt2,dt3為DSP的四根地址線,用來選通CPLD中十二路PWM脈沖發(fā)生器的一路,int為中斷信號,每隔四分之一個載波周期Tc發(fā)一次,we為DSP的寫信號,只有當(dāng)we與csn(n=1～12)同時為低電平時Data才能寫入影子寄存器,其中csn為四根地址線譯碼后的輸出,如圖4所示。
圖4 PWM發(fā)生器原理圖
顯然,同一相的八個開關(guān)管只需四路載波,而處于三相同一位置的開關(guān)管其載波相同,故可共用一個基準(zhǔn)計數(shù)器。下面就圖4介紹PWM發(fā)生器的原理。圖4中的基準(zhǔn)計數(shù)器為一加減計數(shù)器,其計數(shù)總值為一個載波周期TC,而比較寄存器中為脈寬值,當(dāng)基準(zhǔn)計數(shù)器計數(shù)的值與比較寄存器相等時,比較器輸出產(chǎn)生電平翻轉(zhuǎn),每當(dāng)基準(zhǔn)計數(shù)器計數(shù)到零時,產(chǎn)生一個使能信號把影子寄存器中的脈寬值送入比較寄存器。由比較器輸出的原始PWM波經(jīng)死區(qū)發(fā)生器后產(chǎn)生上下橋臂互補(bǔ)的兩路PWM波。
4 VerilogHDL設(shè)計與仿真
根據(jù)圖4的原理圖,應(yīng)用VerilogHDL硬件描述語言進(jìn)行設(shè)計。本文選用Altera公司的EPF10K30A系列的CPLD,通過MAX+PLUSⅡ軟件仿真,圖5所示為A相8路PWM驅(qū)動信號。波型表明,同一橋臂上下兩路信號在邏輯上滿足互補(bǔ)關(guān)系,并有一定的死區(qū)時間,實現(xiàn)“先斷后通”,不同橋臂之間的相位正確。
圖5 A相PWM仿真波形圖
圖6為根據(jù)上述原理,利用MATLAB/SIMULINK仿真的相電壓五電平波形,其中調(diào)制比為0.9,載波比為32。
圖6 相電壓五電平仿真波形
5 結(jié)束語
級聯(lián)型多電平變頻器其PWM驅(qū)動信號很難由單一的DSP或單片機(jī)完成。本文設(shè)計的由DSP與CPLD構(gòu)成的PWM脈沖發(fā)生器較好的解決了這一問題,在級聯(lián)型多電平變頻器中有比較好的應(yīng)用前景。